domingo, 21 de marzo de 2010

Uso de un FET GaAS en un amplificador de 40 W para aplicaciones de estación base

Uso de un FET GaAS en un amplificador de 40 W para aplicaciones de estación base

Por: Anatronic S.A.  30/05/2007
Categorías: Componentes Electrónicos

[Uso-de-un-FET-GaAS-en-un-amplificador-de-40-W-para-aplicaciones-de-estacion-base-1813_image.jpg]

Descripción del circuito: La circuitería de esta nota de aplicación ofrece al ingeniero RF un diseño robusto straight-forward para un amplificador push-pull de 40 W. Como consecuencia de la linealidad inherente de la configuración push-pull, el diseño está especialmente indicado para aplicaciones PCS, que requieren linealidad y eficiencia.La linealidad necesaria se obtiene con un mínimo de componentes y sintonización y es posible operar sobre toda la banda de PCS de 1930 – 1990 MHz. Además, se ha logrado un rendimiento CDMA ACP más que aceptable con una potencia de salida de 6 W.Ventajas de un circuito push-pull.Los dispositivos que trabajan en la configuración push-pull tienen diversas ventajas inherentes con respecto a modelos Clase A single-ended, incluyendo aumento de eficiencia energética, facilidad matching, gracias al uso de dos dispositivos de puerta más pequeña, y simetría push-pull que minimiza la distorsión. Componentes del amplificador PCS de 40 W. Los elementos del circuito RF de amplificador de 40 W son el FET GaAs de 40 W Eudyna FLL400IP, dos chip balun SHOSIN y varios condensadores y resistencias montados en un sustrato dieléctrico. Descripción del dispositivo FLL400IP-2El FLL400IP-2 utiliza un par de FET GaAs de potencia de puerta Au de 20 W que se conectan DC y RF en una configuración push-pull con el encapsulado IP Eudyna. Las redes de compartimiento de impedancia se usan para incrementar las propias impedancias de entrada y salida y facilitar la sintonización de tarjeta de circuito. Los FET de puerta Au de 0.8 µm tienen un MTTP inigualable para una temperatura de +125 °C. Los chip transistores y el encapsulado IP ha sido optimizados para ofrecer una resistencia térmica extremadamente baja (típica de 1.2 °C / W). Además, el encapsulado IP se encuentra herméticamente sellado para aplicaciones en entornos adversos. Descripción del balun y material de tarjeta, El diseño del amplificador lineal de 40 W presentado aquí es fruto del uso de chip balun SOSHIN GSC371-BAL2000 y un sustrato dieléctrico Rogers RO3010. Todos estos componentes empleados se encuentran disponibles comercialmente. Incluso si no se requiere un tamaño demasiado pequeño, se puede utilizar un material menos dieléctrico sin provocar una degradación de las prestaciones. Topología del circuito bias DCAl usar FET GaAs de potencia, es necesario tener en cuenta los siguientes aspectos de la operación del dispositivo: inestabilidad de baja frecuencia, VSWR fuera de banda y limitación de corriente de puerta directa al trabajar con niveles elevados de drive RF. Inestabilidad de baja frecuenciaLos VSWR fuera de banda, junto con la ganancia y elevada potencia de señal del FET GaAs, inducen a crear inestabilidad a bajas frecuencias. Esto puede mostrarse en forma de oscilaciones de poca frecuencia que podrían destruir el dispositivo. La construcción rugerizada del FLL400IP-2 y el compartimiento interno reducen esta posibilidad. No obstante, es importante tomar algunas precauciones básicas. La primera cautela elemental es desacoplar adecuadamente las redes de bias de puerta y flujo. Esto se debe realizar en varios rangos de frecuencia. Para contrarrestar esta inestabilidad, es necesario el uso de condensadores de tantalio en miniatura de 10 µF. En el rango de frecuencia HF, se pueden emplear chip cerámicos de 0.1 µF o condensadores radiales. Finalmente, para el desacoplamiento VHF / UHF son muy adecuados los condensadores de chip cerámico de 1000 pF. Damping fuera de bandaLas redes de damping resistivo suelen ser empleadas para garantizar que los dispositivos están terminados adecuadamente con frecuencias fuera de banda. Esto es particularmente importante en el caso de circuitos que usen baluns, ya que a menudo reaccionan esas frecuencias fuera de banda. El circuito de damping más sencillo para amplificadores de banda estrecha se compone de un transformador de línea de elevada impedancia de un cuarto de longitud de onda terminado con una resistencia para cortocircuito RF.Con frecuencias 'en banda', la línea de transmisión de elevada impedancia y un cuarto de longitud de onda asegura que la resistencia no se verá afectada por las prestaciones del circuito; mientras que en frecuencias fuera de banda, la red reduce la ganancia y ofrece compartimiento resistivo, contribuyendo así a "estabilizar la oscilación".Emplazando este circuito damping cerca del transistor, se podrá utilizar como una red bias y un elemento pre-compartido RF, combinando tres funciones en una sola circuitería.Protección de corriente de puertaBajo enormes condiciones de drive de señal, el diodo de puerta Schottky-barrier del FET GaAs será dirigido por una conducción directa. Si la corriente asociada es demasiado alta, el efecto térmico consecuente permite gradualmente la fusión de la puerta y degrada la acción del transistor. Para limitar la corriente de diodo de puerta bajo el drive de tensión RF, es habitual utilizar una resistencia serie en el circuito bias de puerta. Un incremento en las cargas de corriente provoca una caída de voltaje superior en la resistencia y disminuye la oscilación de tensión en la puerta. Por este motivo, se debe elegir concienzudamente el valor de resistencia.Una resistencia demasiado alta reduce la eficiencia de potencia añadida del amplificador, limitando la escapada de voltaje RF, mientras que una resistencia demasiado baja provoca una degradación a largo plazo del transistor y acorta el MTTF.Adaptación RF con dispositivos push-pullParámetros RF de FLL400IP-2La banda de frecuencia PCS conjuga impedancias de fuente y carga para optimizar el rendimiento ACP CDMA como se observa en la siguiente tabla. Las condiciones bias asociadas con estas impedancias son Vds = 12 V e Ids = 2 A.Diseño y simulación de circuito, para los propósitos de simulación, el chip balun SOSHIN se representa como un balun de línea de transmisión de un cuarto de longitud onda. Su compartimiento 'en banda' es muy similar por lo que se convierte en una buena aproximación. El rendimiento fuera de banda es bastante diferente, por lo que se debe prestar mucha atención para evitar las oscilaciones causadas por las resonancias de balun. Los transformadores de línea acoplada de un cuarto de longitud de onda se usan para compartir la impedancia de salida de balun, Z0 / 2, para conjugar la mitad de la impedancia óptima Z*s / 2, en caso de compartimiento de entrada, y ZL* / 2 para compartimiento de salida. Sintonización de circuito de gran señal, para obtener unos resultados óptimos, hay que realizar cierta 're-sintonización', en particular con respecto al circuito de salida. La ganancia inversa, S12, del dispositivo FLL400IP-2 de 40 W es suficientemente alta para requerir esta 're-sintonización' del circuito de entrada, una vez que la salida ha cambiado. No obstante, el pre-compartimiento y la topología del circuito de línea acoplada dotan de la mejor sintonización posible. Además, hay que tener muy en cuenta que hay diferencias entre la sintonización óptima para ofrecer una eficiencia de potencia añadida y la de CDMA o IMD. Resultados, el amplificador fue sintonizado para AVP CDMA a 1960 MHz con una potencia de salida de 37.5 dBm y Vdsq igual a 12 V e Idsq de 2 A. De esta forma, no hubo que realizar cambios en las mediciones CDMA e IMD. La fuente de señal CDMA era un sistema HP MCSS con 64 canales, mientras que ACP fue medido utilizando el método 'Delta Marker' con un ancho de banda de resolución de 30 KHz y un ancho de banda de vídeo de 100 Hz.Con estos datos, parece claro que IMD se ha mejorado con el mayor biasing Isdq, incluso con sintonización RF fija. Además, se logra una magnífica eficiencia de coste.Para ofrecer un rendimiento óptimo para un punto bias específico, tanto la sintonización RF como la impedancia de interface de antena se deben ajustar. Disipación de calor, aunque esta nota de aplicación no se refiere al proceso de diseño térmico, éste desempeña una función crucial para lograr una operación fiable del amplificador de potencia. Pero como cada aplicación tiene unos requerimientos exclusivos de tamaño, construcción y condiciones ambientales, el diseño térmico correrá a cargo del usuario.


Fuente: http://www.hotfrog.es/Empresas/Anatronic_589398/Uso-de-un-FET-GaAS-en-un-amplificador-de-40-W-para-aplicaciones-de-estacion-base-1813
Asignatura: EES
Nombre: María José Nieto Cárdenas


JFET data sheet specifications

LF353 Wide Bandwidth Dual
JFET Input Operational Amplifier

General Description
   These devices are low cost, high speed, dual JFET input operational amplifiers with an internally trimmed input offset voltage (BI-FET IITM technology). They require low supply
current yet maintain a large gain bandwidth product and fast slew rate. In addition, well matched high voltage JFET input devices provide very low input bias and offset currents.

   The LF353 is pin compatible with the standard LM1558 allowing designers to immediately upgrade the overall performance of existing LM1558 and LM358 designs. These amplifiers may be used in applications such as high speed integrators, fast D/A converters, sample and hold circuits and many other circuits requiring low input offset voltage, low input bias current, high input impedance, high slew rate and wide bandwidth. The devices also exhibit low noise and offset voltage drift.
[Dibujo.bmp]

Features
- Internally trimmed offset voltage 10 mV
- Low input bias current 50pA
- Low input noise voltage 25 nV/0Hz
- Low input noise current 0.01 pA/0Hz
- Wide gain bandwidth 4 MHz
- High slew rate 13 V/ms
- Low supply current 3.6 mA
- High input impedance 1012X
- Low total harmonic distortion AVe10, k0.02%
RLe10k, VOe20Vpbp, BWe20 Hz-20 kHz
- Low 1/f noise corner 50 Hz
- Fast settling time to 0.01% 2 ms


Absolute Maximum Ratings
If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications.
Supply Voltage 18V
Power Dissipation (Note 1)
Operating Temperature Range 0ºC to a70ºC
Tj(MAX) 150ºC
Differential Input Voltage 30V
Input Voltage Range (Note 2) 15V
Output Short Circuit Duration Continuous
Storage Temperature Range -65ºC to +150ºC

Lead Temp. (Soldering, 10 sec.) 260ºC
Soldering Information
Dual-In-Line Package
Soldering (10 sec.) 260ºC
Small Outline Package
Vapor Phase (60 sec.) 215ºC
Infrared (15 sec.) 220ºC
See AN-450 "Surface Mounting Methods and Their Effect on Product Reliability'' for other methods of soldering surface mount devices.
ESD Tolerance (Note 7) 1700V

Application Hints
   These devices are op amps with an internally trimmed input offset voltage and JFET input devices (BI-FET II). These JFETs have large reverse breakdown voltages from gate to
source and drain eliminating the need for clamps across the inputs. Therefore, large differential input voltages can easily be accommodated without a large increase in input current.
   The maximum differential input voltage is independent of the supply voltages. However, neither of the input voltages should be allowed to exceed the negative supply as this will
cause large currents to flow which can result in a destroyed unit.
   Exceeding the negative common-mode limit on either input will force the output to a high state, potentially causing a reversal of phase to the output. Exceeding the negative common-mode limit on both inputs will force the amplifier output to a high state. In neither case does a latch occur since raising the input back within the common-mode range again puts the input stage and thus the amplifier in a normal operating mode.

   Exceeding the positive common-mode limit on a single input will not change the phase of the output; however, if both inputs exceed the limit, the output of the amplifier will be
forced to a high state.
   The amplifiers will operate with a common-mode input voltage equal to the positive supply; however, the gain bandwidth and slew rate may be decreased in this condition.
When the negative common-mode voltage swings to within 3V of the negative supply, an increase in input offset voltage may occur.
Each amplifier is individually biased by a zener reference which allows normal circuit operation on 6V power supplies. Supply voltages less than these may result in lower gain bandwidth and slew rate. The amplifiers will drive a 2 kX load resistance to 10V over the full temperature range of 0ºC to a70ºC. If the amplifier is forced to drive heavier load currents, however, an increase in input offset voltage may occur on the negative voltage swing and finally reach an active current limit on both positive and negative swings.


Fuente: http://www.datasheetcatalog.net/es/datasheets_pdf/L/F/3/5/LF353.shtml
Asignatura: EES
Nombre: María José Nieto Cárdenas


JFET Amplifier

JFET Amplifier
   So far we have looked at the Bipolar type amplifiers and especially the Common Emitter
amplifier, but small signal amplifiers can also be made using Field Effect Transistors or FET's. These devices have the advantage over bipolar devices of having an extremely high input impedance along with a low noise output making them very useful in amplifier circuits using very small signals. The design of an amplifier circuit based around a JFET (n-channel FET for this example) or even a MOSFET is exactly the same principle as that for a bipolar device and for a Class A amplifier as we looked at in the previous tutorial. A suitable Quiescent point still needs to be found for the correct biasing of the amplifier circuit with amplifier configurations of Common Source, Common Drain and Common Gate available for FET devices. In this tutorial we will look at the JFET Amplifier as a common source amplifier
as this is the most widely used design. Consider the Common Source JFET Amplifier circuit below.

[Dibujo1.bmp]


Common Source JFET Amplifier
   The circuit consists of an N-channel JFET, but the device could also be an equivalent N-channel Depletion-mode MOSFET as the circuit diagram would be the same, just a change in the FET. The JFET Gate voltage Vg is biased through the potential divider network set up by resistors R1 and R2 and is biased to operate within its saturation region which is equivalent to the active region of the BJT. The Gate biasing voltage Vg is given as:

[Dibujo2.bmp]
   Note that this equation only determines the ratio of the resistors R1 and R2, but in order to take advantage of the very high input impedance of the JFET as well as reducing the power dissipation within the circuit, we need to make these resistor values as high as possible, with values in the order of 1 to 10MΩ being common.
   The input signal, (Vin) is applied between the Gate terminal and 0v with the Drain circuit containing the load resistor, Rd. The output voltage, Vout is developed across this load resistance. There is also an additional resistor, Rs included in the Source lead and the same Drain current also flows through this resistor. When the JFET is switched fully "ON" a voltage drop equal to Rs x Id is developed across this resistor raising the potential of the Source terminal above 0v or ground level. This voltage drop across Rs due to the Drain current provides the necessary reverse biasing condition across the Gate resistor, R2. In order to keep the Gate-source junction reverse biased, the Source voltage, Vs needs to be higher than the gate voltage, Vg. This Source voltage is therefore given as:
[Dibujo3.bmp]

  Then the Drain current, Id is also equal to the Source current, Is as "No Current" enters the Gate terminal and this can be given as:
[Dibujo4.bmp]
   This potential divider biasing circuit improves the stability of the common source JFET circuit when being fed from a single DC supply compared to that of a fixed voltage biasing circuit. Both Resistor, Rs and Capacitor, Cs serve basically the same function as the Emitter resistor and capacitor in the Common Emitter Bipolar Transistor amplifier circuit, namely to provide good stability and prevent a reduction in the signal gain. However, the price paid for a stabilized quiescent Gate voltage is that more of the supply voltage is dropped across Rs.

   The basic circuit and characteristics of a common source JFET amplifier are very similar to that of the Common Emitter amplifier. A DC load line is constructed by joining the two points relating to the Drain current, Id and the supply voltage, Vdd intersecting the curves at the Q-point as follows.

JFET Amplifier Characteristics Curves
[Dibujo5.bmp]
  As with the Common Emitter circuit, the DC load line produces a straight line equation whose gradient is given as: -1/(Rd + Rs) and that it crosses the vertical Id axis at a point equal to Vdd/(Rd + Rs). The other end of the load line crosses the horizontal axis at a point equal to Vdd. The actual position of the Q-point on the DC load line is determined by the mean value of Vg which is biased negatively as the JFET as a depletion-mode device. Like the bipolar common emitter amplifier the output of the Common Source JFET Amplifier is 1800 out of phase with the input signal.

   One of the main disadvantages of using Depletion-mode JFET is that they need to be negatively biased. Should this bias fail for any reason the Gate-source voltage may rise and become positive causing an increase in Drain current resulting in failure of the Drain voltage, Vd. Also the high channel resistance, Rds(on) of the JFET, coupled with high quiescent steady state Drain current makes these devices run hot so additional heatsink is required. However, most of the problems associated with using JFET's can be greatly reduced by using enhancement-mode MOSFET devices instead.

Fuente: http://www.electronics-tutorials.ws/amplifier/amp_3.html
Asignatura: EES
Nombre: María José Nieto Cárdenas



Fabricación de JFET

Fabricación de JFET
   Un FET de canal n se fabrica por el proceso de elaboración de un bipolar. La capa epitaxial que constituía el colector del BJT ahora se convierte en el canal n del JFET. Como se ve en la figura 4.3 las islas aisladas se difunden en la capa epitaxial n para separar los dispositivos individuales. La región de puerta p+ es implantada ó difundida en el canal n y se crece una tenue capa de oxido. Luego se recubre toda la oblea con SiO2. El enmascarado y corrosión definen las superficies de contacto para los terminales. Las regiones n+ se implantan debajo de las regiones de los contactos de drenaje y de fuente para tener unos buenos contactos óhmicos. Seguidamente se recubre el todo con una capa de aluminio y con una ultima mascara se perfilan las interconexiones deseadas. El proceso se completa eliminando por corrosión el aluminio en exceso.
[Dibujo1.bmp]

Figura Nº 4.3 Fabricación y Estructura del Transistor de Unión de Efecto de Campo

Descripción de la forma de fabricación del JFET con tecnología planar.
   Sobre un sustrato de semiconductor tipo p se hace la máscara fotolítica correspondiente de manera de dejar expuesta sólo la parte a eliminar. Luego se inyecta el ácido que corroe la zona de interés. Se lava el ácido y se deposita el material tipo n para hacer el canal. Se tapa la zona del canal con material fotolítico y se procede a quitar el material n sobrante. Se tapa la zona donde no se quiere dopar en exceso con impurezas pentavalentes y luego se satura el ambiente con la impureza correspondiente con temperatura y tiempo controlados para regular la profundidad de la difusión.
   Luego se hace lo propio con el material de dopado trivalente (tipo p), se orada, se agrega por evaporación del silicio dopado con impurezas tipo p y si hace falta se agregan impurezas.
   Luego de quitar el material fotolítico, se hace la máscara adecuada para depositar
el aluminio que formará los contactos.


VENTAJAS Y DESVENTAJAS DEL FET
         Las ventajas del FET se pueden resumir como sigue:
1.  Son dispositivos sensibles a la tensión con alta independencia. Como esta independencia de entrada es considerablemente mayor que la de los BJT, se prefieren los FET a los BJT para la etapa de entrada a un amplificador multietapa.
2.  Los FET generan un nivel de ruido menor que los BJT.
3.  Los FET son más estables con la temperatura que los BJT.
4.  Los FET son , en general, más fáciles de fabricar que los BJT, pues suelen requerir menos pasos de enmascaramiento y difusiones. Es posible fabricar un mayor número de dispositivos en un circuito integrado ( es decir, se puede obtener una densidad de empaque mayor ).
5.  Los FET se comportan como resistores variables controlados por tensión para valores pequeños de tensión drenaje a fuente.
6.  La alta impedancia de entrada de los FET les permite almacenar carga el tiempo suficiente para permitir su utilización como elementos de almacenamiento.
7.  Los FET de potencia pueden disipar una potencia mayor  y conmutar corrientes grandes.

         Existen varias desventajas que limitan la utilización de los FET en algunas aplicaciones:
1.  Los FET exhiben una respuesta en frecuencia pobre debido a la alta capacitancia de entrada.
2.  Algunos tipos de FET presentan una linealidad muy pobre.
3.  Los FET se pueden dañar al manejarlos debido a la electricidad estática.

Fuente:
http://www.edutecne.utn.edu.ar/microelectronica/04-Fabricacion%20del%20FET.pdf
http://www.alipso.com/monografias/transistores_efecto_de_campo/
Asignatura: EES
Nombre: María José Nieto Cárdenas


Redes JFET

Redes JFET
   El aislamiento que existe entre la compuerta y el drenaje o la fuente de un amplificador
a FET asegura que los cambios en RL no afecten el nivel de Zi y que los cambios en Rseñ no afecten a Ro.


Resistencia de fuente con desvio
   Para el amplificador a fet de la figura 10.32, la carga aplicada aparecera en paralelo con rd en el modelo de pequeña señal lo cual dara por resultado la siguiente ecuacion para la ganancia con carga

[Dibujo1.bmp]
[Dibujo2.bmp]

El nivel de impedancia permanece en
  Zi = Rg
  Zo = Rd

Resistencia de fuente sin desvio
   Para el amplificador a fet de la figura 10.33 la carga aparecera de nuevo en paralelo con RD y la ganancia con carga se convierte en

[Dibujo3.bmp]
con
       Zi = Rg
 y    Zo = Rd
[Dibujo4.bmp]

Fuente seguidor
   Para la configuracion fuente seguidor de la figura 10.36 el nivel de Zi es independiente de la magnitud RL y esta determinado mediante
       Zi = Rg
[Dibujo5.bmp]

   La ganancia de voltaje con carga tiene el mismo formato que la ganancia sin carga con RS reemplazada con la combinacion en paralelo de RS y RL

[Dibujo6.bmp]

El nivel de la impedancia de salida esta determinado por:

[Dibujo7.bmp]
El cual revela una insensibilidad a la magnitud de la resistencia de la fuente Rseñ.

Compuerta comun
   Aunque la configuracion de compuerta comun de la figura 10.37 sea un tanto diferente a aquellas que se describieron anteriormente respecto de la colocacion tanto de RL como de Rseñ los circuitos de entrada y salida permanecen aislados y

[Dibujo8.bmp]

La ganancia de voltaje con carga esta dada mediante:
[Dibujo9.bmp]

Respuesta a baja frecuencia, Amplificador FET
   El analisis del amplificador fet en la region de baja frecuencia sera muy parecido al del amplificador BJT. Tenemos tres capacitores de interes como se muestra en el circuito de la figura 11.33: Cg, Cc, Cs. aunque la figura 11.33 se usara para establecer las ecuaciones fundamentales, el procedimiento y conclusiones pueden aplicarse a la mayoria de las configuraciones a FET.
[Dibujo10.bmp]

Cg
   Para el capacitor de acoplamiento entre la fuente y el dispositivo activo el circuito equivalente de ac aparecera igual que en la figura 11.34 la frecuencia de corte determinada por Cg sera:

[Dibujo11.bmp]

para el circuito de la figura 11.33
       Ri = Rg
[Dibujo12.bmp]

Por lo general Rg>>Rseñ y la baja frecuencia de corte se determinara principalmente por Rg y Cg. El hecho de que Rg sea tan grande, permite un nivel relativamente bajo de Cg mientras se mantiene un nivel de frecuencia de corte bajo para FLG.

Cc
   Para el capacitor de acoplamiento entre el dispositivo activo y la carga, el circuito de la figura 11.35 dara resultado. La frecuencia de corte resultante es

[Dibujo14.bmp]
para el circuito de la figura 11.33
      Ro = Rd||rd
[Dibujo15.bmp]


Cs
   Para el capacitor de fuente Cs el nivel de resistencia importante se puede ver definido en la figura 11.36 la frecuencia de corte es
[Dibujo16.bmp]

Para el circuito de la figura 11.33 el valor resultante de Rec

[Dibujo17.bmp]

que para rd = infinito llega a ser

[Dibujo18.bmp]

Respuesta en alta frecuencia, Amplificador FET
   El analisis de la respuesta en alta frecuencia del amplificador FET se hara en forma muy similar a la que se hizo para el amplificador BJT. como se señala en la figura 11.52 existen capacitancias interelectrodicas y de alambrado que determinaran las caracteristicas de alta frecuencia del amplificador. los capacitores Cgs y Cgd varian de 1 a 10 pF, mientras que la capacitancia Cds por lo general es bastante mas pequeña con valores entre 0.1 y 1pF.
[Dibujo19.bmp]

Debido a que la red de la figura 11.52 es un amplificador inversor, aparecera una capacitancia por el efecto Miller en el circuito equivalente de ac para alta frecuencia que aparece en la figura 11.53. A altas frecuencias Zi se aproximara un equivalente de corto circuito, y Vgs caera en valor y reducira la ganancia general. En la frecuencia donde Co
se acerque a 1 igual que el corto circuito, el voltaje de salida paralelo Vo caera en magnitud.

[Dibujo20.bmp]

   Las frecuencias de corte definida por los circuitos de entrada y salida pueden obtenerse encontrando primero los circuitos Thevenin equivalentes para cada seccion, como se muestra en la figura 11.54. para el circuito de entrada,

[Dibujo21.bmp] 
[Dibujo22.bmp]

[Dibujo23.bmp]

Fuente: "Electrónica, Teoria de Circuitos" Robert Boylestad, 6º Edición
Asignatura: EES
Nombre: María José Nieto Cárdenas


Fabricación de transistores de efecto campo con nanopuntos

Por Pedro Feijoó

En un artículo publicado por Japanese Journal of Applied Physics, Yijan Chen propone un método de fabricación de transistores de efecto campo mediante nanopuntos. Lo novedoso de este artículo es que tiene en cuenta la aleatoriedad del tamaño y de la posición de estas nanoestructuras en su proceso de fabricación.

En la figura está representado un transistor de efecto campo basado en nanopuntos. En él, dos capas de material (fuente y drenador) están conectadas mediante numerosos nanopuntos de material semiconductor. Los nanopuntos sólo conducen la electricidad cuando el material que los rodea (la puerta) está a un potencial que cumple una determinada condición. En la figura se puede observar que los nanopuntos más pequeños no llegan a conectar la fuente y el drenador. Sin embargo, se supone que en cada transistor hay tantos nanopuntos como para asegurar estadísticamente una conexión suficiente.

El material propuesto para realizar el transistor es silicio. Para un transistor tipo n, la fuente y el drenador son capas de silicio muy dopado tipo n y los nanopuntos, silicio dopado tipo p, que cumplen la función de canal. La puerta, que rodea a los nanopuntos, puede ser un metal o poli-silicio muy dopado. La puerta debe estar separada por un dieléctrico del canal, de la fuente y del drenador. En este caso, el dieléctrico más adecuado es el óxido de silicio.

Para fabricar el dispositivo deben darse una serie de pasos detallados en el artículo. En un principio, hay que crecer nanopuntos de silicio sobre una superficie de silicio muy dopado mediante algún método efectivo y fiable. Se pueden usar métodos como el auto ensamblaje o la implantación por haz de iones. Esta parte del proceso es la que más hay que desarrollar. Tras ello, hay que utilizar métodos típicos de la fabricación de los dispositivos de la nanoelectrónica actual que se han desarrollado en las últimas décadas, como son la deposición química de vapor (CVD), el pulido mecánico químico (CMP) y el ataque químico (etching).

Para el cálculo de parámetros importantes del transistor, como el área activa, se supone que el área total del transistor encierra un número muy grande de nanopuntos, cuyos tamaños siguen una determinada distribución de probabilidad. Por tanto, se pueden hallar valores esperables de las características del transistor a través de esta distribución de probabilidad determinada experimentalmente y que dependerá del proceso de fabricación de estas nanoestructuras.

Por otro lado, el autor del artículo desarrolla un modelo de la física del dispositivo. Resuelve la ecuación de Poisson en el interior de los nanopuntos consiguiendo una solución general analítica. La condición de contorno necesaria es que el potencial en el radio exterior del nanopunto es el potencial de la puerta.

Fuente:http://blogs.creamoselfuturo.com/nano-tecnologia/2008/04/25/fabricacion-de-transistores-de-efecto-campo-con-nanopuntos/
Ver blogger original: http://nubia-anc.blogspot.com/


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Carbon Nanotube Field Effect Transistor (CNT FET)

NNI Scientific Accomplishments 2009

Technology to Support National Security Space System Applications
Supporting/Contributing Agencies: National Reconnaissance Office

A critical need exists to improve satellite receiver front end performance for a variety of applications that include communications, imaging and signal acquisition. One of the most limiting features associated with operation of receiver systems is the non-linear behavior of components that process signals. Indeed, this non-linear behavior results in the generation of spurious signals that interfere with the detection of small, but critical signals and greatly limits performance, often identified as Spurious Free Dynamic Range (SFDR) with units of decibels.

CNT FET technology R&D has shown that these devices can provide almost linear operation over a wide range of input signal strengths, at low power operation, and thus, significantly improve the SFDR associated with receiver performance. These front end improvements can be directly translated to overall improvements in satellite system performance such as the detection of lower power signals, smaller satellite antenna size, lower system operating power requirements and the ability to discern very low strength signals in cluttered signal environments.

At present, efforts to develop and demonstrate CNT FET based very low noise linear amplifiers and signal mixers (circuits that combine two frequencies to produce a third frequency that is more amenable to signal processing) are in progress at Northrop Grumman Electronics Systems. Moreover, initial analysis indicates that a CNT FET mixer can provide as much a 40db improvement (a factor of 10,000) in SFDR, when compared to standard silicon based or gallium arsenide (GaAs) technology used for these types of applications. This would provide dramatic improvement in overall system performance. Additionally, it is envisioned that this same CNT FET technology can be used to fabricate devices that translate analog to digital signals (analog to digital converters) to support onboard processing with similar benefits. As a further benefit CNT FET technology should also be radiation resistant and thus, enhance satellite survivability.

Figure 1 – CNT FET Operation versus GaAs Comparing Operating Range as a Function Power

References/Publications
H. Zhang, et. al., "Low-Power High-Speed Carbon Nanotube Field Effect Transistors for


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Nanowire transistors outperform MOSFETs

Researchers at Harvard University, US, say they have made the best nanowire transistors to date. The devices consisted of germanium/silicon core/shell nanowire field-effect transistors (FETs) using high-κ dielectrics and a metal top gate geometry.

"We showed that our current Ge/Si nanowire FETs perform three to four times better than silicon CMOS [devices],"  Charles Lieber of Harvard told nanotechweb.org, "thus demonstrating for the first time that there is a clear advantage to nanowire versus conventional planar FETs.
This justifies further (aggressive) work on the nanowire FETs and, by reporting results in an industry standard, we hope we will also make industry better aware of the potential of this basic research." Lieber and colleagues used band structure design to create a hole gas in the Ge/Si core-shell system. "This has proved to be an ideal system with reliable ohmic contact and high mobility," said Lieber.

The researchers employed a benchmark typically used by the semiconductor industry to characterize the on-current and intrinsic delay properties of their devices. The transistors exhibited a scaled transconductance of 3.3 mS ?m-1 and on-current of 2.1 mA ?m-1. Hole mobility, meanwhile, was 730 cm2 V-1 s-1 - 10 times higher than that of a silicon p-metal-oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET).

What's more, according to the scientists, the device's intrinsic switching delay was comparable to that of similar length carbon nanotube field-effect transistors and much better than the length-dependent scaling of planar silicon MOSFETs.
Lieber reckons the devices could have applications in next-generation high-speed logic circuits after conventional CMOS technology hits its limits. "In addition, the high-performance nanowire transistors can also [work] on many unconventional substrates, such as glass or plastic for transparent or flexible applications, where conventional crystalline Si technology is not possible," he added. "The excellent mobility exhibited by the nanowires would greatly improve device speed for these applications."

Now the researchers plan to improve the performance of the Ge/Si nanowire devices and scale them to smaller sizes; develop their ideas for other systems, for example by creating devices with a carrier gas of electrons rather than holes; and to create large-scale assemblies of the nanowire devices for integrated systems.

The researchers reported their work in Nature.

About the author
Liz Kalaugher is editor of nanotechweb.org.

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Multifunctional CuO nanowire devices: p-type field effect transistors

Doping is the most common way to produce p-type materials, but it can present many obstacles such as poor stability. An alternative approach is to exploit the p-type behaviour of CuO nanowires.


Nano lab team
Researchers at Nanyang Technological University, Singapore, grow high-quality CuO nanowires with high yield by heating copper foil in air. With the help of the standard UV lithography process, field effect transistors (FETs) based on individual CuO nanowires can be created.

Systematic investigations into electrical transport within the structures reveal that, without any further treatment, the as-grown CuO nanowires can perform as the channel material in p-type FET devices with mobilities of more than 2–5 cm2 V–1 s–1. The result highlights the potential of CuO nanowries to complement n-type semiconductor metal oxide nanowires in future integrated nanoelectronics.

The researchers can transfer their CuO nanowires to a standard silicon wafer with good alignment. In this way, thin-film transistors, which exhibit better performance than that of the single CuO nanowire FETs, can be readily fabricated. This study could pave the way for a large-scale manufacturing process for making high-performance p-type nanowire-based thin-film devices.

Another application that demonstrates the potential of such CuO nanowires is gas sensing. The researchers found that due to the selective adsorption of CO molecules on the surface of the nanowire, CuO could be used as a material for detecting carbon monoxide.

The group is focusing its efforts on exploring physical and biological properties of novel metal-oxide nanostructures and developing practical nanodevices.

About the author
The work was performed at the Physics and Applied Physics Division, School of Physical and Mathematical Sciences, Nanyang Technological University, Singapore. Dr Lie Liao is a Singapore Millennium Foundation Research Fellow working on the metal oxide nanostructures. Bin Yan is a PhD student with an interest in probing optical and electrical properties of metal-oxide nanostructures. Dr Ting Yu, the group leader, focuses on the metal-oxide nanodevices and graphene, in particular engineering band structures of graphene and developing graphene-based materials for new energy.

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SiC Field Effect Transistor Technology Demonstrating Prolonged Stable Operation at 500 °C

Materials Science Forum Vols. 556-557 (2007) pp 831-834
online at http://www.scientific.net/
© (2007) Trans Tech Publications, Switzerland
Online available since 2007/Sep/15

Philip G. Neudeck, David J. Spry, Liang-Yu Chen, Robert S. Okojie, Glenn M. Beheim, Roger Meredith and Terry Ferrier

NASA Glenn Research Center, 21000 Brookpark Road, M.S. 77-1, Cleveland, OH 44135 USA OAI, NASA Glenn, 21000 Brookpark Road, M.S. 77-1, Cleveland, OH 44135 USA

Neudeck@nasa.gov, David.J.Spry@grc.nasa.gov, Liangyu.Chen@grc.nasa.gov
 
Keywords: High temperature, MESFET, Amplifier, Packaging, Durability, Reliability
 
Abstract.

While there have been numerous reports of short-term transistor operation at 500 °C or above, these devices have previously not demonstrated sufficient long-term operational durability at 500 °C to be considered viable for most envisioned applications. This paper reports the development of SiC field effect transistors capable of long-term electrical operation at 500 °C. A 6H-SiC MESFET was packaged and subjected to continuous electrical operation while residing in a 500 °C oven in oxidizing air atmosphere for over 2400 hours. The transistor gain, saturation current (IDSS), and on-resistance (RDS) changed by less than 20% from initial values throughout the duration of the biased 500 °C test. Another high-temperature packaged 6H-SiC MESFET was employed to form a simple one-stage high-temperature low-frequency voltage amplifier. This single-stage common-source amplifier demonstrated stable continuous electrical operation (negligible changes to gain and operating biases) for over 600 hours while residing in a 500 °C air ambient oven. In both cases, increased leakage from annealing of the Schottky gate-to-channel diode was the dominant transistor degradation mechanism that limited the duration of 500 °C electrical operation.

Introduction

As the reliable operating temperature envelope of integrated silicon electronics has been expanded from 125 °C to temperatures above 200 °C, these electronics have found beneficial use in aerospace, automotive, industrial, and energy production systems [1]. Further extension of the reliable operational envelope of semiconductor electronics above 300 °C is also expected to offer additional benefits to these industries, particularly in aerospace combustion engine applications where temperatures can approach 600 °C. The emergence of wide bandgap semiconductors, including silicon carbide (SiC), diamond, and gallium nitride (GaN), has enabled short-term (i.e., less than a few hours) electrical device demonstrations at ambient temperatures from 500 °C to 650 °C. However, these devices have previously not demonstrated sufficient long-term electronic durability to be considered viable for most envisioned applications at these high temperatures.

In order to begin meeting the needs of most high-temperature applications, a wide bandgap transistor technology must first demonstrate that it can achieve stable, long-term electrical operation at high temperature without significant changes in electrical operating parameters. This paper reports on the fabrication and testing of a 6H-SiC metal-semiconductor field-effect transistor (MESFET) and single-stage amplifier that respectively achieved over 2400 and 600 hours of continuous electrical operation in 500 °C air ambient with less than 20% change in electrical parameters.

Experimental

Small-signal 6H-SiC epitaxial-channel MESFET's with nitrogen-implanted source-drain contact regions were fabricated starting from commercially purchased substrates with customized epilayers. Fig. 1 shows a simplified schematic cross-section of the MESFET device structure. For 500 °C durability, the fabrication process features multiple levels of high temperature metallization (Ti/TaSi/Pt stack [2]) for durable electrical contacts (ohmic and Schottky) and dielectric passivation (SiO2 and Si3N4) aimed at preventing contamination (particularly oxygen) from reaching electrically sensitive interfaces. MESFET fabrication process details as well as initial durability testing (up to 500 hours at 500 °C) were previously described in [3]. Due to a processing error (described in [3]), the gate fingers only spanned about 95% of the MESFET channel, which resulted in a small parasitic shunt source-to-drain current path (through the ~ 5% of the channel uncovered by the gate finger) that prevented complete transistor pinch-off.

Fig. 1. Simplified schematic cross-section of 6H-SiC MESFET [3].

A few MESFET chips were packaged for prolonged high temperature testing using a ceramic substrate and Au-thick-film metallization based high temperature packaging approach described in [4]. The chip packages were in turn mounted on a simple ceramic-based circuit board with 10 mil diameter Au wire leads attached to Au-thick-film patterned interconnect traces. Prolonged 500 °C electrical testing was carried out with boards (including SiC devices) residing in a temperaturecontrolled bench-top oven in air ambient, with the Au wire leads running outside the oven to the electrical test instruments (via terminal strip connection to conventional instrument cables). The transistor source terminals were grounded for all electrical measurements. One circuit board was assembled into a simple common-source amplifier stage with a SiC MESFET and epitaxial SiC resistors. Far more comprehensive descriptions of the amplifier circuit, components, packaging, and initial electrical testing (during unbiased 500 °C heat soak up to 432 hours) are available in [4].
Results


Fig. 2 displays the measured 500 °C drain current vs. voltage characteristics of the discrete 6H-SiC MESFET Device #1 at the start of the test (thin darker lines) and following 2457 hours (thick lighter lines) of continuous 500 °C 60 Hz curve tracer bias testing. Fig. 3 shows the change in relevant 500 °C transistor electrical parameters throughout the 500 °C bias testing. With the exception of gate leakage, all transistor parameters plotted in Fig. 3 exhibit less than 20% change over the course of the 2457 hours of 500 °C electrical testing. The device did not exhibit significant looping or threshold voltage (VT) hysteresis despite prolonged application and removal of negative substrate bias during testing and a thermal cycle to room temperature [3].

Fig. 2. Packaged 6H-SiC MESFET I-V characteristics measured at beginning and end of prolonged curve-tracer biasing at 500 °C in air. Gate steps are -2V starting from top trace of VG = 0 V, and VSubstrate = -20 V.

Both Fig. 2 and Fig. 3 evidence that increased leakage current from the reverse-biased Schottky gate-to-channel diode is the dominant device degradation mechanism. For example, all drain current seen in Fig. 2 at drain bias VD = 0 V (also plotted as "Gate Leakage" in Fig. 3) must arise from gateto-channel diode leakage as increasing negative (reverse) bias is applied to the gate terminal (VG = 0V to -20 V in -2V steps), due to the fact that drain-to-source current flow through the channel is zero with VD = 0 V. The maximum leakage current (which occurs for the largest gate bias step of VG = -20 V) is clearly much higher for the measured 2457-hour characteristics at all drain voltages.

Fig. 3. Measured electrical parameters of 6HSiC MESFET vs. biased operating time at 500 °C. IDSS and Gain are measured at VDS = 20 V, while RDS and Gate Leakage are measured at VDS = 0 V. VSubtrate = -20 V.

The addition of this increased gate leakage current clearly worsens transistor turn-off and output conductance (Fig. 2) that are already non-optimal due to the parasitic shunt current path mentioned in the previous section. As the increasing gate leakage current becomes a larger percentage of the overall drain current, transistor gain (i.e., ID/ VG) also degrades. It is important to note that channel resistance (RDS) does not degrade, indicating that no significant degradation of the ohmic contacts and packaging connections occurred.

Fig. 4. Schematic of amplifier stage tested at 500 °C [4]. VDD = 120 V, VGate Bias = -9 V, VSubstrate = -20 V, Cext = 0.47 IF, RG = 150 k , and RD = 340

Fig. 5. Sine wave input (1 V peak-to-peak) and output (7 V peak-to-peak) waveforms recorded during the 430th hour of amplifier stage electric al operation at 500 °C.

Figs. 4, 5, and 6 briefly summarize the results of the simple voltage amplifier stage board constructed using a second 6H-SiC MESFET (Device #2). The amplifier board was subjected to 656 hours of unbiased 500 °C heat soaking prior to initiation of 500 °C continuous electrical operation. Fig. 4 shows the circuit schematic with the dotted box showing the parts of the circuit on the board tested in the 500 °C oven. For this initial low-frequency demonstration, the amplifier output wire was connected via RG-58 BNC cable directly into a 1 M-ohm AC-coupled digitizing oscilloscope input, and an external (room temperature) coupling capacitor was also required at the amplifier input as the 500 °C on-board capacitor was too small to support low-frequency (~100 Hz) operation [4]. Fig. 5 shows the sine wave input and output voltage waveforms measured in the 430th hour of continuous 500 °C electrical operation (in addition to 656 hours of unbiased 500 °C heat soak). Circuit power supply biases were held constant throughout the 500 °C electrical test duration. Fig. 6 shows measured voltage gain vs. frequency performance after various periods of continuous electrical operation at 500 °C. The amplifier gain remained stable (within 20% of original value) for over 600 hours of continuous 500 °C electrical operation (over 1300 hours total soak time at 500 °C). Between 668 and 1300 hours of electrically biased test time, a severe degradation in amplifier gain is observed. Curve-tracer characterization of MESFET Device #2 recorded at the beginning and end the 500 °C testing exhibited gate-leakageinduced I-V degradation qualitatively similar to the degradation illustrated in Fig. 2 for Device #1.

Fig. 6. Amplifer stage voltage gain vs. frequency for selected 500 °C electrical operating times up to 1300 hours. The amplifer was subjected to 656 hours of unbiased 500 °C heat soak prior to the electrical test.

Discussion and Summary

The primary mechanism limiting the duration of stable 500 °C electrical operation of the 6H-SiC MESFET was the increased current leakage from the transistor's Schottky gate-to-channel junction. The increased gate leakage observed with 500 °C anneal time is generally consistent with previously observed behavior wherein this same metal-semiconductor interface gradually changed from Schottky to ohmic behavior with thermal annealing time [2]. Such gate leakage degradation should be greatly reduced via the fabrication of Junction Field Effect Transistors (JFET's) that use SiC pn junctions as gates instead of metal-semiconductor junction gates. Therefore, fabrication of similar 6H-SiC JFET's has been initiated with the goal of achieving even longer 500 °C operation. In summary, SiC MESFET electronics and packaging have demonstrated stable continuous electrical operation in a 500 °C oxidizing air ambient for over 2400 hours. Such electronic durability is sufficient for application to hot-section sensor signal conditioning electronics beneficial to turbine engine ground-testing.

Acknowledgements

This work was funded and carried out by NASA Glenn Research Center under the Glennan Microsystems Initiative, Ultra Efficient Engine Technology, Propulsion 21, and NASA Electronic Parts and Packaging programs. The authors greatly appreciate the contributions of E. Benavage, D. Lukco, A. Trunek, D. Androjna, C. Chang, M. Mrdenovich, B. Osborn, G. Hunter, and L. Matus.
Fuente: http://www.grc.nasa.gov/WWW/SiC/publications/ECSCRM06FET.pdf
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Toshiba develops essential technology for spintronics-based MOS field-effect transistor

(PhysOrg.com) -- Toshiba Corporation today announced that it has developed MOSFET cell based on spin transport electronics, or spintronics, an advanced semiconductor technology that makes use of the spin and magnetic moment inherent in electrons. Toshiba has fabricated a spintronics cell and verified its stable performance for the first time, and will present full details of the cell and its technologies on December 7 (EST), at the International Electronics Devices Meeting in Baltimore, Maryland, U.S.A.



Continuing advances in MOSFET devices based on current miniaturization technologies will inevitably hit a wall as they meet such problems as relative degraded performance due to the increase in the resistance of global wiring and increased power consumption due to current leakage. Spintronics is regarded as a major candidate among potential solutions to this problem, but its application in a transistor has only recently started and has only been partially proved.
Electrons in a magnetic layer naturally are spin polarized in one of two spin states, spin up or spin down, and the majority state determines the spin state. These spin states are more or less permanent in a magnetic layer, realizing a nonvolatile characteristic that can be used to store data. Spin current can be flowed into the same spin state in a magnetic layer, and this capability changes the impedance characteristics, which determine the read signal of a spin device.

Toshiba has introduced magnetic layers into the source and drain of a MOSFET cell, and successfully applied these to controlling spin direction by the spin-transfer-torque-switching (STS) method, and by applying gate and source/drain voltages. A magnetic tunnel junction is applied for write operation of STS in the magnetic layers, which are formed with full-Heusler alloy, an intermetallic that acts as a high spin polarizer.

Toshiba confirmed the practical performance in transistor level of the scalable spintronics-based MOSFET device that promises fast random write and access speeds with low power consumption. It opens the way to next-generation non-volatile semiconductor devices that can be used as reconfigurable logic devices, and non-volatile LSI chip with memory function. Toshiba will promote development toward establishing fundamental technologies for application after 2015. This work was partly supported by the New Energy and Industrial Technology Development Organization (NEDO) in Japan.

Source: Toshiba Corporation
Fuente: http://www.physorg.com/news179572434.html
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Electric fields cause huge change in CNT optical behaviour

Applying an electric field to carbon nanotubes causes a big change in their optical properties – something that might come in useful for making future electro-optical devices, say researchers at IBM.

Semiconducting single-walled carbon nanotubes (CNTs) could be ideal for applications in nano-optoelectronics because they can emit and absorb light at distinct frequencies. These spectral lines are predicted to shift slightly in applied electric fields, a well known phenomenon in atoms and molecules known as the "DC Stark effect".



Phaedon Avouris and colleagues set out to measure this effect in carbon nanotubes by suspending a CNT field-effect transistor freely in air, to eliminate effects from its surroundings. The researchers found that the shift in spectral lines of the CNT under a source-drain field is much larger, at 30–50 meV, than that expected from Stark effect theory, which predicts a value of less than 1 meV. Moreover, they found that the strength of the optical transition was dramatically reduced (or "quenched").

The IBM team discovered that the emission shift and quenching occur because the applied drain field dopes the nanotube. That is, it increases the density of free charge carriers (electrons or holes) in the nanotube.

"This is interesting because a big electrically induced change in the optical properties of CNTs might prove useful for electro-optics devices," team member Marcus Freitag told nanotechweb.org. "Such devices include absorbers that can be turned on and off by applying a voltage, or optical emitters that can shift their colour."
Electroluminescence and photoluminescence
In their work, Avouris and colleagues measured the electrically induced light emission, or electroluminescence, as well as the optically induced light emission (photoluminescence). Electroluminescence is employed in electro-optical devices. Scientists are unsure how the two should compare if they are emitted from the same CNT, explains Freitag.

"Experimentally, we found that the electroluminescence width is broadened by a factor of five and shifted by 40 meV to lower energies compared with the photoluminescence," he said.

According to the researchers, this is because the CNT self heats when current is applied through it, but drain-induced doping also plays a role.

"In conclusion, our work shows that the effects of source-drain fields on the CNT optical properties are huge, and come about due to doping rather than the traditional DC Stark effects," added Freitag. "These large effects will be useful for future electro-optics devices built out of CNTs."

The results were reported in ACS Nano.

About the author
Belle Dumé is contributing editor at nanotechweb.org

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Organic Field Effect Transistor (OFET)

The active matrix OLED displays require thin-film transistors. In order to realize practical use of flexible displays, organic field-effect transistors (OFETs) are getting attentions since they can be fabricated on plastic at low temperature. We research for light emitting organic field-effect transistors, ambipolar organic field-effect transistors, and design new materials and device structures.
Flexible Driving Circuit

Organic semiconductors offer the benefit that they can be printed on plastic, flexible substrates at low temperature by solution-based techniques, which would result in a practical use of flexible displays. Though the first OFETs did not transport charge carrier as efficient as inorganic semiconductors, now they are achieving charge carrier mobility of the same order as amorphous silicon.

Basic Structure of OFET

FET has a switching device configuration consisting of source-drain electrode, gate electrode, active layer and gate insulator. In the case of OFET, organic semiconductors are used as an active layer. Applying a gate voltage results either accumulation or inversion of charge carriers at the organic semiconductor / gate insulator interface. The current flowing between the source and drain electrodes is modulated by the gate voltage, which is also used to turn the device from the off to the on state. There have been developed a wide variety of p-type (hole transport) and n-type (electron transport) OFETs. We try to synthesize novel materials and design new devise architectures suitable for high performance OFETs.



Ambipolar Organic Field-Effect Transistor (Ambipolar OFET)

Ambipolar OFETs can be operated either p- or n-type in a single organic semiconducting layer. These ambipolar properties are useful for fabricating logic circuit or light emitting devices. We have strong interest on charge carrier accumulation, transport mechanism under ambipolar operation.


Light-Emitting Organic Field-Effect Transistor (LE-OFET)

In the LE-OFETs, holes and electrons recombine to generate molecular excitons and light in the middle of OFET channel. LE-OFETs contribute not only to increased apertures in the pixels of light-emitting elements but also the inexpensive fabrication of active matrix displays due to the reduced number of switching thin-film transistors. We also study theoretical calculation for high light extraction efficiency of LE-OFETs. Moreover, we believe that the development of LE-OFET surely lead to electrically driven organic lasers.


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Nanoelectrónica a la medida de sus necesidades

El proyecto financiado con fondos comunitarios NANOXIDE («Dispositivos novedosos a nanoescala basados en interfaces de óxido de tipo funcional») presta apoyo a investigadores europeos y sirve de motivación para físicos de los Estados Unidos para que, juntos, den lugar a la próxima generación de dispositivos nanoelectrónicos. Se trata de un Proyecto Específico de Investigación Focalizado (PEIF) que ha recibido fondos por valor de 2,97 millones de euros mediante el Sexto Programa Marco (6PM). Los resultados del estudio realizado por estos científicos se han publicado en la revista Science.

Los dispositivos tendrán un tamaño de sólo dos nanómetros, lo cual, para hacerse una idea, es la anchura de la hélice de ADN. La investigación realizada en el marco del proyecto NANOXIDE está encaminada a hallar métodos para aprovechar las propiedades de las interfaces o superficies de contacto entre diversos óxidos y, de esta forma, crear una nueva electrónica a escala nanométrica.


Esta iniciativa es extraordinaria porque sus socios han conseguido establecer una plataforma que es capaz de crear una electrónica muy variada, desde dispositivos de memoria de gran densidad hasta los codiciados transistores y procesadores informáticos. Para alcanzar este grado de creatividad y diversidad se partió de la labor realizada anteriormente por un equipo de investigadores de la Universidad de Augsburgo (Alemania) y la Universidad de Pittsburgh (Estados Unidos).

La multitud de usos conseguida tiene su origen en una técnica ideada por ese mismo equipo que permite crear nanoestructuras reescribibles en la superficie de contacto entre dos materiales aislantes. Lo que ahora han logrado estos investigadores es demostrar en la práctica las numerosas aplicaciones que ofrece este proceso.

Jeremy Levy, catedrático de física y astronomía de la Facultad de Artes y Ciencias de la Universidad de Pittsburgh y coautor del artículo, explicó: «Hemos demostrado que podemos hacer realidad estas importantes tecnologías con un tamaño considerablemente menor que el de los dispositivos actuales, basándonos en el mismo material.»

Según el profesor Levy, se trata de un avance que tendrá muchas aplicaciones en el futuro. «Para que pueda mantenerse la tendencia de fabricar ordenadores más rápidos y de menor tamaño, es probable que durante la próxima década tengamos que abandonar gradualmente los materiales empleados actualmente», indicó. «Los bits de memoria que contienen los discos duros magnéticos prácticamente han tocado techo en cuanto a tamaño. Cada vez va a ser más difícil miniaturizar los transistores de silicio. Usando el mismo material, hemos conseguido dar un paso adelante al aumentar la capacidad de almacenaje y procesamiento; hemos elevado la fabricación de electrónica a una dimensión de flexibilidad totalmente nueva.»

En el artículo publicado se pone de relieve que la técnica en cuestión permite crear aparatos nanoelectrónicos a medida que pueden modificarse o simplemente borrarse sin necesidad de recurrir a complejos procedimientos.

Cabe señalar que esta técnica se puede adaptar a los transistores de efecto de campo (FET), que son un tipo de semiconductor que se considera uno de los pilares básicos de la informática y la electrónica. Los científicos han logrado fabricar un transistor denominado SketchFET cuyo asombroso tamaño es de tan sólo 2 nanómetros, más pequeño que el transistor de silicio más avanzado actualmente, que tiene 45 nanómetros.

El nuevo transistor ya ha despertado el interés de muchas empresas del sector. Alexander Bratkovsky, científico experto del laboratorio de sistemas informáticos y cuánticos de HP Labs (oficina central de investigaciones de Hewlett-Packard) sintió una gran curiosidad por este dispositivo.


«Las características de corriente de canal y voltaje del SketchFET se asemejan mucho a las de un transistor de silicio, por lo que parecen prometedoras. Su simplicidad es asombrosa. Los transistores suelen apilarse en numerosas capas. Me parece interesantísima la idea de utilizar una única interfaz de óxido enterrado y formar estructuras como si se dibujara su estructura en un espacio bidimensional», aseguró el Sr. Bratkovsky. «Se trata de una investigación admirable que se antoja muy prometedora para el campo de la electrónica y los sensores. Es un indicio de que podrían conseguirse otros avances y usos interesantes de las interfaces de óxidos con una movilidad extremadamente elevada de los vectores situados cerca de la interfaz.»

La idea básica de este proceso surgió de una visita realizada por el profesor Levy a la Universidad de Augsburgo, donde el profesor Jochen Mannhart y su alumno Stefan Thiel (coautores del trabajo) le enseñaron la manera en que la interfaz íntegra podía pasar de un estado conductor a un estado aislante. Al profesor Levy se le ocurrió la posibilidad de aplicar este proceso en dimensiones nanométricas y su alumno y coautor, Cheng Cen, materializó el concepto.

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Transistores

Transistores y electrónica de potencia

Con el desarrollo tecnológico y evolución de la electrónica, la capacidad de los dispositivos semiconductores para soportar cada vez mayores niveles de tensión y corriente ha permitido su uso en aplicaciones de potencia. Es así como actualmente los transistores son empleados en conversores estáticos de potencia, controles para motores y llaves de alta potencia (principalmente inversores), aunque su principal uso está basado en la amplificación de corriente dentro de un circuito cerrado.

El transistor frente a la válvula termoiónica

 Fig. Transistor Vs Válvula Termoiónica

Antes de la aparición del transistor los ingenieros utilizaban elementos activos llamados válvulas termoiónicas. Las válvulas tienen características eléctricas similares a la de los transistores de efecto de campo (FET): la corriente que los atraviesa depende de la tensión en el borne de comando, llamado rejilla. Las razones por las que el transistor reemplazó a la válvula termoiónica son varias:

•     Las válvulas termoiónicas necesitan tensiones muy altas, del orden de las centenas de voltios, tensiones que son letales para el ser humano.

•     Las válvulas consumen mucha energía, lo que las vuelve particularmente poco útiles para el uso con baterías.

•     Probablemente, uno de los problemas más importantes es el peso. El chasis necesario para alojar las válvulas, los transformadores requeridos para suministrar la alta tensión, todo ello sumaba un peso importante, que iba desde algunos kilos a algunas decenas de kilos.

•     El tiempo medio entre fallas de las válvulas termoiónicas es muy corto comparado al del transistor, sobre todo a causa del calor generado.

Como ejemplo de todos estos inconvenientes se puede citar a la primera computadora digital, llamada ENIAC. Era un equipo que pesaba más de treinta toneladas y consumía 200 kilovatios, suficientes para alimentar una pequeña ciudad. Tenía alrededor de 18.000 válvulas, de las cuales algunas se quemaban cada día, necesitando una logística y una organización importantes.

Cuando el transistor bipolar fue inventado en 1947, fue considerado una revolución. Pequeño, rápido, fiable, poco costoso, sobrio en sus necesidades de energía, reemplazó progresivamente a la válvula termoiónica durante la década de 1950, pero no del todo. En efecto, durante los años 60, algunos fabricantes siguieron utilizando válvulas termoiónicas en equipos de radio de gama alta, como Collins y Drake; luego el transistor desplazó a la válvula de los transmisores pero no del todo de los amplificadores de radiofrecuencia. Otros fabricantes, de equipo de audio esta vez, como Fender, siguieron utilizando válvulas termoiónicas en amplificadores de audio para guitarras.

Las razones de la supervivencia de las válvulas termoiónicas son varias:

•     El transistor no tiene las características de linearidad a alta potencia de la válvula termoiónica, por lo que no pudo reemplazarla en los amplificadores de transmisión de radio profesionales y de radioaficionados.

•     El transistor es muy sensible a los efectos electromagnéticos de las explosiones nucleares, por lo que se siguieron utilizando válvulas termoiónicas en algunos sistemas de control-comando de cazas de fabricación soviética.

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